单相多电平电流源变流器混合调制与控制技术

摘要

针对较低级联数的多电平电流源变流器,为减小开关损耗和降低谐波分量,引入一种基于低频与高频混合调制策略的单相多电平电流源变流器的拓扑。低频单元由共享直流电流源的m个H桥子模块级联,各子模块平均分配直流源能量,采用最近电平调制;低频单元用来消除最近电平调制单元输出阶梯波中的谐波分量,采用脉宽调制;该方法综合了最近电平调制和脉宽调制的优点。对所提拓扑的工作原理、均流算法及混合调制策略进行了深入分析,并进行相应的仿真和实验验证。仿真和实验结果表明所引入拓扑能显著的降低谐波含量,同时减小开关损耗,由此验证了所提拓扑和控制方法的有效性和可行性。

引言

随着工业发展的需求和全控型功率器件的进步,大功率变流器在国民经济生产中的应用越来越广泛。当前,电压源变流器的直流侧储能单元电容在体积、成本以及储能效率方面存在显著优势,使得电流源变流器(current source inverter,CSI)的受关注程度较低。但CSI具有直流侧储能单元的寿命较长,能够直接对输出电流进行控制等优点;且同一桥臂允许直通,使其具备短路保护能力[1-2]。日后超导磁储能系统[3-4](superconductive magnetic energy storage,SMES)的发展还将解决电感储能效率这一关键问题,因此,CSI具有广阔的应用前景。

目前,对多电平电流源变流器(multilevel current source inverter,MCSI)的研究主要集中在电路拓扑构造和调制方法上。MCSI拓扑主要有直接式[5-7]和级联式[8-9]2种,直接式MCSI通过合理的开关组合获得多电平的输出电流,其缺点是随着电平数的增加,找到一种合理的开关组合方式比较困难,且不能简单采用常规的调制方法;而级联式MCSI通过叠加多个CSI单元的输出得到多电平电流,易于扩展到更多电平和引入优秀的调制方法。

MCSI的调制方法[10]主要从多电平电压源变流器“移植”而来,按开关频率可分为高频和低频2类。高频调制输出电流谐波含量低,但开关损耗较

大,主要有载波移相脉宽调制(carrier phase shifting sine pulse width modulation,CPS-SPWM)和空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation,SVPWM),其中SVPWM算法复杂度随电平数的增多大幅增加,研究限于5电平以下。低频调制开关损耗较小,但谐波次数较低、含量较大,且动态响应差,主要有阶梯波调制和特定谐波消除调制。目前最近电平逼近调制[11](nearest level modulation,NLM)这种运算量小的调制方法还没有应用在MCSI上,且都采用单一的高频调制或低频调制。

当前对于MCSI的研究主要是理想状态下的开关设计,对于分流电感的均流问题研究较少。]提出MCSI使用载波移相调制时通过交换载波实现均流,该方法为开环控制,精度低。文献[13]提出使用SVPWM调制时通过冗余矢量分配实现均流,限于算法复杂度,比较适合5电平电流源变流器。文献[14]提出的调制波自适应修改方法会增大输出电流的畸变率。文献[15]将排序算法用于采用CPS-SPWM的模块化多电平电流源变流器中,该算法不受电平数影响,易于扩展,动态性能好。

针对多电平电流源变流器拓扑以及调制方法方面的优缺点,本文引入了基于NLM与PWM混合调制的级联式拓扑,该拓扑适合较少电平MCSI。NLM单元子模块共用直流电流源,PWM单元子模块与NLM单元并联,低频+高频的调制组合综合了2种调制方法分别在开关损耗和谐波含量方面的优点。低频模块采用排序算法平衡各分流电感上的电流,保证变流器的正常工作。高频PWM调制模块起到补偿低频模块输出电流谐波,降低谐波畸变率的作用。最后在Matlab/Simulink中对本文所提出的拓扑以及控制算法进行仿真验证并采用dSPACE控制器进行硬件实验,结果表明本文所提拓扑以及控制算法是行之有效的。

电路拓扑及工作原理

本文引入的基于单相H桥的级联电流源变流器系统如图1所示,系统的NLM单元由m个子模块级联构成,每个子模块由分流电感和1个H桥单元组成,共享一个直流电流源,PWM单元是独立的H桥子模块,起到消除谐波的作用。

图1中：I为变流器NLM单元直流侧电流源电流;IdcmIdcm(m为正整数)为NLM单元子模块直流侧电流;iomiom为NLM单元子模块输出电流;IdcIdc为PWM单元直流侧电流;iPiP为PWM单元交流侧输出电流;iSNiSN为PWM单元输出补偿电流;iSiS为网侧电流;eSeS为电网电压;uNuN为交流侧公共连接点电压;uCuC为PWM单元交流侧电容电压;LdcmLdcm为NLM单元直流

图1 主电路拓扑结构

侧分流电感;LdcLdc为PWM单元直流侧电感;LSLS为连接电感;L、C、R分别为PWM单元滤波电感和电容以及无源阻尼电阻。

为使NLM单元直流电流源的能量平均分配在m个子模块上,应满足

Idcm=I/m=I1Idcm=I/m=I1 (1)

式中I1为各子模块分流电感理论电流值。

则单个子模块的输出电流值iomiom可表示为

iom=σI1iom=σI1 (2)

式中σσ为开关函数,由各个子模块功率器件的导通情况确定,如表1所示。

表1 子模块工作状态

NLM单元的输出总电流等于各个子模块输出电流之和iN,可表示为

iN=∑iomiN=∑iom (3)

    NLM调制策略

NLM控制算法的基本思想是：通过瞬时电平叠加生成的阶梯波来逼近正弦调制波,N电平电流源变流器最近电平调制下的原理图如图2所示。

图2中,输出电流波形f(t)f(t)为奇函数,且f(t)=f(T/2−t)f(t)=f(T/2−t),即f(t)f(t)关于T/4偶对称,第一个1/4周期各时间区间投入子模块数及输出总电流值如表2所示。

图2 NLM原理图

表2 各时间区间投入子模块数及输出总电流值

理论上为了使阶梯波尽可能地逼近正弦调制波,应通过约束F=min∫(f(t)−g(t))2dtF=min∫(f(t)−g(t))2dt求出最优的子模块投入个数和切换时刻tktk(k=1,…,N),但该方法需先离线求解,因此本文选择对正弦参考信号采用就近取整(round函数)的方法,来确定不同时刻投入子模块的个数,具有可在线计算、动态响应快等优点。

设调制波g(t)=Nsin(ωt)g(t)=Nsin(ωt),则阶梯波f(t)f(t)为

f(t)=round [ g(t)]f(t)=round [ g(t)] (6)

NLM算法子模块投入个数切换时刻的数学表达式为

tk=1ωarcsin(2k−12N)tk=1ωarcsin(2k−12N) (7)

因此NLM阶梯波傅里叶级数展开,可得

f(t)=∑n=1+∞bnsin(nωt)f(t)=∑n=1+∞bnsin(nωt) (8)

其中

bn=2[(−1)n−1] π n[Ncos( π n2)−∑k=1Ncos(nωtk)]bn=2[(−1)n−1] π n[Ncos( π n2)−∑k=1Ncos(nωtk)] (9)

当n为偶数时bn=0bn=0,n为奇数时

bn=4 π ∑n=1,odd+∞∑k=1N∑r=0n1nCrn[1−(2k−12N)2]12(n−r)⋅(2k−12N)rcos π r2bn=4 π ∑n=1,odd+∞∑k=1N∑r=0n1nCnr[1−(2k−12N)2]12(n−r)⋅(2k−12N)rcos π r2 (10)

本文以4个H桥级联的NLM单元为例,可得

iN=4I1 π ∑n=1,odd+∞∑k=14∑r=0n1nCrn[1−(2k−18)2]12(n−r)⋅(2k−18)rcos π r2sin(nωt)iN=4I1 π ∑n=1,odd+∞∑k=14∑r=0n1nCnr[1−(2k−18)2]12(n−r)⋅(2k−18)rcos π r2sin(nωt) (11)

其中,基波分量的表达式为

iNf=4I1 π ∑k=14[1−(2k−18)2]12sin(ωt)iNf=4I1 π ∑k=14[1−(2k−18)2]12sin(ωt) (12)

谐波分量的表达式为

iNh=4I1 π ∑n=3,odd+∞∑k=14∑r=0n1nCrn[1−(2k−18)2]12(n−r)⋅(2k−18)rcos π r2sin(nωt)iNh=4I1 π ∑n=3,odd+∞∑k=14∑r=0n1nCnr[1−(2k−18)2]12(n−r)⋅(2k−18)rcos π r2sin(nωt) (13)

其基波和各次谐波含量的理论值如图3所示。